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    《電子技術應用》
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    多路輸出單端反激式開關電源設計原理
    摘要: 本文設計的開關電源將作為智能儀表的電源,最大功率為10W。為了減少PCB的數量和智能儀表的體積,要求電源尺寸盡量小并能將電源部分與儀表主控部分做在同一個PCB上。
    Abstract:
    Key words :

    本文設計的開關電源將作為智能儀表的電源,最大功率為10 W。為了減少PCB的數量和智能儀表的體積,要求電源尺寸盡量小并能將電源部分與儀表主控部分做在同一個PCB上。

    考慮10W的功率以及小體積的因素,電路選用單端反激電路。單端反激電路的特點是:電路簡單、體積小巧且成本低。單端反激電路由輸入濾波電路、脈寬調制電路、功率傳遞電路(由開關管和變壓器組成)、輸出整流濾波電路、誤差檢測電路(由芯片TL431及周圍元件組成)及信號傳遞電路(由隔離光耦及電阻組成)等組成。本電源設計成表面貼裝的模塊電源,其具體參數要求如下:

    輸出最大功率:10W

    輸入交流電壓:85~265V

    輸出直流電壓/電流:+5V,500mA;+12V,150mA;+24V,100mA

    紋波電壓:≤120mV

    單端反激式開關電源的控制原理

    所謂單端是指TOPSwitch-II系列器件只有一個脈沖調制信號功率輸出端一漏極D。反激式則指當功率MOSFET導通時,就將電能儲存在高頻變壓器的初級繞組上,僅當MOSFET關斷時,才向次級輸送電能,由于開關頻率高達100kHz,使得高頻變壓器能夠快速存儲、釋放能量,經高頻整流濾波后即可獲得直流連續輸出。這也是反激式電路的基本工作原理。而反饋回路通過控制TOPSwitch器件控制端的電流來調節占空比,以達到穩壓的目的。

    TOPSwitch-Ⅱ系列芯片選型及介紹

    TOPSwitch-Ⅱ系列芯片的漏極(D)與內部功率開關器件MOSFET相連,外部通過負載電感與主電源相連,在啟動狀態下通過內部開關式高壓電源提供內部偏置電流,并設有電流檢測??刂茦O(C)用于占空比控制的誤差放大器和反饋電流的輸入引腳,與內部并聯穩壓器連接,提供正常工作時的內部偏置電流,同時也是提供旁路、自動重起和補償功能的電容連接點。源極(S)與高壓功率回路的MOSFET的源極相連,兼做初級電路的公共點與參考點。內部輸出極MOSFET的占空比隨控制引腳電流的增加而線性下降,控制電壓的典型值為5.7 V,極限電壓為9 V,控制端最大允許電流為100 mA。

    在設計時還對閾值電壓采取了溫度補償措施,以消除因漏源導通電阻隨溫度變化而引起的漏極電流變化。當芯片結溫大于135℃時,過熱保護電路就輸出高電平,關斷輸出極。此時控制電壓Vc進入滯后調節模式,Vc端波形也變成幅度為4.7V~5.7V的鋸齒波.若要重新啟動電路,需斷電后再接通電路開關,或者將Vc降至3.3V以下,再利用上電復位電路將內部觸發器置零,使MOSFET恢復正常工作。

    采用TOPSwitch-Ⅱ系列設計單片開關電源時所需外接元器件少,而且器件對電路板布局以及輸入總線瞬變的敏感性大大減少,故設計十分方便,性能穩定,性價比更高。

    對于芯片的選擇主要考慮輸入電壓和功率。由設計要求可知,輸入電壓為寬范圍輸入,輸出功率不大于10W,故選擇TOP222G。

    電路設計

    本開關電源的原理圖如圖1所示。
     


    電源主電路為反激式,C1、L1、C2,接在交流電源進線端,用于濾除電網干擾,C5接在高壓和地之間,用于濾除高頻變壓器初、次級后和電容產生的共模干擾,在國際標準中被稱為"Y電容"。C1跟C5都稱作安全電容,但C1專門濾除電網線之間的串模干擾,被稱為"X電容"。

    為承受可能從電網線竄入的電擊,可在交流端并聯一個標稱電壓u1mA為275V的壓敏電阻VSR。

    鑒于在功率MOSFET關斷的瞬間,高頻變壓器的漏感產生尖峰電壓UL,另外,在原邊上會產生感應反向電動勢UOR,二者疊加在直流輸入電壓上。典型的情況下,交流輸入電壓經整流橋整流后,其最高電壓UImax=380V,UL≈165V,UOR=135V,貝UOR+UL+UOR≈680V。這就要求功率MOSFET至少能承受700V的高壓,同時還必須在漏極增加鉗位電路,用以吸收尖峰電壓,保護TOP222G中的功率MOSFET。本電源的鉗位電路由D2、D3組成。其中D2為瞬態電壓抑制器(TVS)P6KE200,D3為超快恢復二極管UF4005。當MOSFET導通時,原邊電壓上端為正,下端為負,使得D3截止,鉗位電路不起作用。在MOSFET截止瞬間,原邊電壓變為下端為正,上端為負,此時D1導通,電壓被限制在200V左右。

    輸出環節設計

    以+5V輸出環節為例,次級線圈上的高頻電壓經過UF5401型100V/3A的超快恢復二極管D7,由于+5V輸出功率相對較大,于是增加了后級LC濾波器,以減少輸出紋波電壓。濾波電感L2選用被稱作"磁珠"的3.3μH穿心電感,可濾除D7在反向恢復過程中產生的開關噪聲。

    對于其他兩路輸出,只需在輸出端分別加上濾波電容。其中R3、R4分別為輸出的假負載,它們能降低各自輸出端的空載和輕載電壓。

    反饋環節設計

    反饋同路主要由PC817和TL431及若干電容、電阻構成。其中U2為TL431,它為可調試精密并聯穩壓器,利用電阻R5、R6分壓獲得基準電壓值。通過調節R5、R6的值可以調節輸出電壓的穩壓值。C8為TL431的頻率補償電容,可以提高TL43l的瞬態頻率響應。C7為軟啟動電容,取C7=22μF時可增加4ms的軟啟動時間,在加上TOP222G本身已有的10ms軟啟動時間,則總共為14ms。

    U3為PC817型線性光耦合器,其電流傳輸比(CTR)范圍為80%~160%,,能夠較好地滿足反饋回路的設計要求,而目前國內常用的4N25、4N26屬于非線性光耦合器,不宜采用。反饋繞組上產生的電壓經D4、C9整流濾波,獲得非隔離式+12V輸出,為PC817接收管的集電極供電。由于反饋繞組輸出電流較小,次級采用D4硅高速開關管1N4148。光耦PC817能將+5V輸出與電網隔離,其發射極電流送至TOP222G的控制端,用來調節占空比。

    C3為控制端旁路電容,它能對控制回路進行補償并設定自動重啟頻率。當C3=47μF時,自動重啟頻率為1.2Hz,即每隔0.83s檢測一次調節失控故障是否已經被排除,若確認已被排除,就自動重啟開關電源恢復正常工作。

    R2為PC817中LED的外部限流電阻。實際上除了限流保護作用外,他對控制回路的增益也具有重要影響。當R2改變時,會依次影響到下列參數值:IF→IC→D→UO,也就相當于改變了控制回路的電流放大倍數。

    下面簡要分析一下反饋回路實現穩壓的工作原理。當輸出電壓UO發生波動且變化量為UO時,通過取樣電阻R5、R6分壓后,就使TL431的輸出電壓UK也產生相應的變化,進而使PC817中LED的工作電流IF改變,最后通過控制端電流IC的變化量來調節占空比D,使UO產生相反的變化,從而抵消UO的波動。上述穩壓過程可歸納為:

    UO ↑→UK ↓→IF ↑→IC ↑→D ↓→UO↓→最終使UO不變。

    其余各路輸出未加反饋,輸出電壓均由高頻變壓器的匝數來確定。
    變壓器設計

    變壓器的設計是整個電源設計的關鍵,它的好壞直接影響電源性能。

    磁芯及骨架的確定

    由于本文選用漆包線繞制,而且EE型磁芯的價格低廉,磁損耗低且適應性強,故選擇EE22,其磁芯長度A=22mm。從廠家提供的磁芯產品手冊中可查得磁芯有效橫截面積SJ=0.41cm2,有效磁路長度1=3.96cm,磁芯等效電感AL=2.4μH/匝2,骨架寬度b=8.43mm。

    確定最大占空比Dmax

    根據公式:
      


    其中,UOR=135V,直流輸入最小電壓值UImin=90V,MOSFET的漏-源導通電壓UDS(ON)=10V,代入上式得:Dmax=64.3%,接近典型值67%。Dmax隨著輸入電壓的升高而減小。

    計算初級線圈中的電流

    輸入電流的平均值IAVG為:
      

    初級峰值電流IP為:
     
     


    其中,KRP為初級紋波電流IR與初級峰值電流IP的比值,當電壓為寬范圍輸入時,可取0.9。將Dmax=64.3%代入得,IP=0.518A。

    確定初級繞組電感LP
     


    其中,損耗分配系數Z=0.5,IP=0.518A,KRP=0.4,PO=10W,代入得:LP≈1265μH。

    確定繞組繞制方法

    并計算各繞組的匝數

    初級繞組的匝數NP可以通過下式計算:
     


    其中,磁芯截面積SJ=0.41cm2,磁芯最大磁通密度BM=60,IP=0.518A,LP≈1265μH,代入可得NP=26.6,實取30匝。

    次級繞組采用堆疊式繞法,這也是變壓器生產廠家經常采用的方法,其特點是由5V繞組給12V繞組提供部分匝數,而24V繞組中則包含了5V、12V的繞組和新增加的匝數。堆疊式繞法技術先進,不僅可以節省導線,減小線圈體積,還可以增加繞組之間的互感量,加強耦合程度。以本電源為例,當5V輸出滿載而12V和24V輸出輕載時,由于5V繞組兼作12V、24V繞組的一部分,因此能減小這些繞組的漏感,可以避免因漏感使12V、24V輸出電路中的濾波電容被尖峰電壓充電到峰值,即產生所謂的峰值充電效應,從而引起輸出電壓不穩定。這里將5V繞組作為次級的始端。

    對于多輸出高頻變壓器,各輸出繞組的匝數可以取相同的每伏匝數。每伏匝數nO可以由下式確定:
     


    其單位是匝/VO將NS取5匝,UO1=5V,UF1=0.4V(肖特基整流管導通壓降)代入上式得到nO=0.925匝/V。

    對于24V輸出,已知UO2=24V,UF2=0.4V,則該路輸出繞組匝數為NS2=0.925 匝/V×(24V十0.4V)=22.57匝,實取22匝。

    對于12V輸出,已知UO3=12V,UF2=0.4V,則該路輸出繞組匝數為NS2=0.925匝/V ×(12V+0.4V)=11.47匝,實取11匝。

    對于反饋繞組,已知UF=12V,UF3=0.7V(硅快速恢復整流二極管導通壓降),則該路輸出繞組匝數為NS2=0.925匝/V×(12V+0.4V)=11.47匝,實取11匝。

    確定初/次級導線的內徑

    首先根據初級層數d、骨架寬度b和安全邊距M,利用下式計算有效骨架寬度bE(單位是mm):

    bE=d(b-2M) (7)

    將d=2,b=8.43mm,M=0代入上式可得bE=16.86mm。

    利用下式計算初級導線的外徑(帶絕緣層)DPM:

    DPM=bE/NP (8)

    將bE=16.86mm,NP=78匝代人得DPM=0.31mm,扣除漆皮厚度,裸導線內徑DPM=0.26mm。與直徑0.26mm接近的公制線規為0.28mm,比0.26mm略粗完全可以滿足要求,而0.25mm的公制線規稍細,不宜選用。而次級繞組選用與初級相同的導線,根據電流的大小,采用多股并繞的方法繞制。

    試驗數據

    該開關電源的輸人特性數據見表1,在u=85~245V的寬范圍內變化時,主路輸出UO1=5V(負載為65Ω)的電壓調整率SV=±0.2%,輸出紋波電壓最大值約為67mV;輔助輸出UO2=24V(負載為250Ω),輸出紋波電壓最大值約為98mV;輔助輸出UO3=12V(負載為100Q),輸出紋波電壓最大值約為84mV。
      

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